home *** CD-ROM | disk | FTP | other *** search
/ InfoMagic Standards 1994 January / InfoMagic Standards - January 1994.iso / ccitt / 1988 / troff / 4_4_07.tro < prev    next >
Text File  |  1991-12-13  |  72KB  |  2,450 lines
  1. .rs
  2. .\" Troff code generated by TPS Convert from ITU Original Files
  3. .\"                 Not Copyright ( c) 1991 
  4. .\"
  5. .\" Assumes tbl, eqn, MS macros, and lots of luck.
  6. .TA 1c 2c 3c 4c 5c 6c 7c 8c
  7. .ds CH
  8. .ds CF
  9. .EQ
  10. delim @@
  11. .EN
  12. .nr LL 40.5P
  13. .nr ll 40.5P
  14. .nr HM 3P
  15. .nr FM 6P
  16. .nr PO 4P
  17. .nr PD 9p
  18. .po 4P
  19.  
  20. .rs
  21. \v | 5i'
  22. .sp 1P
  23. .ce 1000
  24. \v'12P'
  25. \s12PART\ II
  26. \v'4P'
  27. .RT
  28. .ce 0
  29. .sp 1P
  30. .ce 1000
  31. \fBSUPPLEMENTS\ TO\ THE\ SERIES\ O\ RECOMMENDATIONS\fR \v'2P'
  32. .EF '%     \ \ \ ^''
  33. .OF ''' \ \ \ ^    %'
  34. .ce 0
  35. .sp 1P
  36. .ce 1000
  37. (Section 3 of the Supplements to the Series M, N and O Recommendations)
  38. .sp 1P
  39. .RT
  40. .ce 0
  41. .sp 1P
  42. .LP
  43. .rs
  44. .sp 30P
  45. .ad r
  46. Blanc
  47. .ad b
  48. .RT
  49. .LP
  50. .bp
  51. .LP
  52. \fBMONTAGE:\fR \ PAGE 206 = PAGE BLANCHE
  53. .EF '%    Fascicle\ IV.4\ \(em\ Suppl.\ No.\ 3.1''
  54. .OF '''Fascicle\ IV.4\ \(em\ Suppl.\ No.\ 3.1    %'
  55. .sp 1P
  56. .RT
  57. .LP
  58. .bp
  59. .IP
  60. \fB3\ Measuring equipment specifications\fR 
  61. .sp 1P
  62. .RT
  63. .sp 2P
  64. .LP
  65. \fBSupplement\ No.\ 3.1\fR 
  66. .RT
  67. .sp 2P
  68. .ce 1000
  69. \fBMEASURING\ INSTRUMENT\ REQUIREMENTS\ \(em\fR 
  70. .EF '%    Fascicle\ IV.4\ \(em\ Suppl.\ No.\ 3.1''
  71. .OF '''Fascicle\ IV.4\ \(em\ Suppl.\ No.\ 3.1    %'
  72. .ce 0
  73. .sp 1P
  74. .ce 1000
  75. \fBSINUSOIDAL\ SIGNAL\ GENERATORS\ AND\ LEVEL\(hyMEASURING\ INSTRUMENTS\fR  |
  76. .FS
  77. For the convenience of the reader of this Book, this Supplement is republished 
  78. from Volume\ IV.2 of the CCITT \fIGreen\ book\fR , ITU, Geneva, 1973. 
  79. .FE
  80. .ce 0
  81. .sp 1P
  82. .ce 1000
  83. \fI(Geneva, 1972; amended at Melbourne, 1988)\fR 
  84. .sp 9p
  85. .RT
  86. .ce 0
  87. .sp 1P
  88. .LP
  89. A.
  90.     \fIDirect\(hyreading, general\(hypurpose, continuously variable\fR 
  91. \fIsinusoidal generator (not sweep frequency)\fR 
  92. .sp 1P
  93. .RT
  94. .PP
  95. Table 1 is a list of the essential performance requirements of a
  96. range of direct reading, general purpose continuously variable sinusoidal
  97. generators.
  98. .PP
  99. If discrete frequencies are required, suitable nominal values for
  100. international purposes are given in Recommendation\ M.580 for telephone\(hytype
  101. circuits and Recommendation\ N.21 for sound\(hyprogramme circuits.
  102. .RT
  103. .sp 2P
  104. .LP
  105. B.
  106.     \fIDirect\(hyreading, general\(hypurpose wideband and selective\fR 
  107. \fIlevel\(hymeasuring instruments (not sweep display or fixed frequency)\fR 
  108. .sp 1P
  109. .RT
  110. .PP
  111. Table 2 is a list of the essential performance requirements of a
  112. range of direct\(hyreading, general\(hypurpose wideband and selective level\(hymeasuring 
  113. instruments. 
  114. .PP
  115. \fINote\fR \ \(em\ The specifications given in\ \(sc\ 8 of Recommendation\ 
  116. O.22 are 
  117. recommended to be used for signal generators and level\(hymeasuring instruments 
  118. to be used on telephone\(hytype circuits. 
  119. .RT
  120. .LP
  121. .sp 22
  122. .bp
  123. .ce
  124. \fBH.T. [T1.3.1]\fR 
  125. .ps 9
  126. .vs 11
  127. .nr VS 11
  128. .nr PS 9
  129. .TS
  130. center box;
  131. cw(342p) .
  132. TABLE\ 1
  133. .T&
  134. cw(342p) .
  135.  {
  136. \fBEssential performance requirements for sinusoidal signal
  137. generators\fR
  138. (not sweep generators)
  139.  }
  140. .TE
  141. .TS
  142. lw(126p) | cw(54p) | cw(54p) | cw(54p) | cw(54p) .
  143.     Telephone\(hytype circuits    Sound\(hyprogramme circuits     {
  144. Groups, supergroups,
  145. and 12\(hy, 60\(hy, 120\(hy, and
  146. 300\(hychannel
  147. systems
  148.  }     {
  149. Mastergroups, super\(hy
  150. mastergroups and 900\(hy to
  151. 2700\(hychannel
  152. systems
  153.  }
  154. _
  155. .T&
  156. cw(126p) | cw(54p) | cw(54p) | cw(54p) | cw(54p) .
  157. 1    2    3    4    5
  158. _
  159. .T&
  160. lw(126p) | cw(54p) | cw(54p) | cw(54p) | cw(54p) .
  161. \fIFrequency\fR                
  162. .T&
  163. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  164. a) range    200 Hz to 4 kHz    30 Hz to 20 kHz    4 to 1400 kHz    60 Hz to 17 MHz
  165. .T&
  166. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  167.  {
  168. b)
  169. accuracy of initial setting, without frequency counter,
  170. at
  171. 20\ \(deC and nominal power supplies
  172.  }    \(+- | % | (+- |  Hz    \(+- | % | (+- |  Hz     {
  173. below 120 kHz: \(+- | .2 |  | (+- | 00 Hz
  174. 120 kHz land above:
  175. \(+- | .2% | (+- |  kHz
  176.  }    \(+- | .002% | (+- | 00 Hz
  177. .T&
  178. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  179. c) stability                
  180. .T&
  181. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  182.  {
  183. \(em
  184. per hour at 20 | (deC and with nominal power supplies
  185.  }    \(+- | %    \(+- | %    \(+- | .01% | (+- | 50 Hz    \(+- | .005% | (+- | 50 Hz
  186. .T&
  187. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  188.  {
  189. \(em
  190. per 10 | (deC over a specified range of temperature and with
  191. nominal power supplies (Note)
  192.  }    \(+- | .1%    \(+- | .1%    \(+- | .1% | (+- | 50 Hz    \(+- | .002% | (+- | 0 Hz
  193. .T&
  194. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  195.  {
  196. \(em
  197. per 10% change in power suppy at 20 | (deC
  198.  }    \(+- | .5%    \(+- | .5%    \(+- | .05% | (+- | 50 Hz    \(+- | .001% | (+- | 0 Hz
  199. .T&
  200. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  201. \fIOuput level\fR                
  202. .T&
  203. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  204. a) range     {
  205. +10 to \(em40 dBm
  206. (+12 to \(em45 dNm)
  207.  }     {
  208. +20 to \(em40 dBm
  209. (+23 to \(em45 dNm)
  210.  }     {
  211. +10 to \(em60 dBm
  212. (+12 to \(em70 dNm)
  213.  }     {
  214. +10 to \(em60 dBm
  215. (+12 to \(em70 dNm)
  216.  }
  217. .T&
  218. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  219.  {
  220. b)
  221. accuracy at 0 dBm (0 dNm) and at the reference frequency
  222. at 20 | (deC and with nominal power supplies
  223.  }    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)    \(+- | .2 dB (\(+- | .2 dNp)    \(+- | .2 dB (\(+- | .2 dNp)
  224. .T&
  225. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  226.  {
  227. c)
  228. accuracy at any level or frequency within the range
  229.  }    \(+- | .5 dB (\(+- | .6 dNp)    \(+- | .5 dB (\(+- | .6 dNp)    \(+- | .5 dB (\(+- | .6 dNp)    \(+- | .5 dB (\(+- | .6 dNp)
  230. .T&
  231. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  232. d) stability                
  233. .T&
  234. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  235.  {
  236. \(em
  237. per hour at 20 | (deC and with nominal power supplies
  238.  }    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)
  239. .T&
  240. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  241.  {
  242. \(em
  243. per 10 | (deC over a specified range of temperature
  244. and with nominal power supplies (Note)
  245.  }    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)
  246. .T&
  247. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  248.  {
  249. \(em
  250. per 10% change in power supply at 20 | (deC
  251.  }    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)
  252. .T&
  253. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  254. \fIPurity of output\fR                
  255. .T&
  256. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  257.  {
  258. Ratio of total output power to power of unwanted signals (noise, harmonic and non\(hyharmonic frequencies)
  259.  }    at least 40 dB (46 dNp)    at least 50 dB (57 dNp)    at least 46 dB (53 dNp)    at least 46 dB (53 dNp)
  260. .T&
  261. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  262. \fIOutput impedance\fR                
  263. .T&
  264. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  265.  {
  266. a)
  267. nominal value (other values may be specified if
  268. required)
  269.  }    600 ohms balanced     {
  270. 600 ohms balanced or not greater than 6 ohms balanced for constant
  271. voltage techniques
  272.  }     {
  273. 75 ohms unbalanced or 150 ohms balanced or 600 ohms balanced
  274.  }    50 or 75 ohms unbalanced
  275. .T&
  276. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  277.  {
  278. b)
  279. return loss against the nominal value
  280.  }    at least 30 dB (35 dNp)    at least 30 dB (35 dNp)    at least 30 dB (35 dNp)    at least 30 dB (35 dNp)
  281. .T&
  282. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  283.  {
  284. c)
  285. balance about earth (where applicable)
  286.  }    at least 40 dB (46 dNp)    at least 60 dB (70 dNp)    at least 40 dB (46 dNp)    
  287. _
  288. .TE
  289. .nr PS 9
  290. .RT
  291. .ad r
  292. \fBTableau 1 [T1.3.1], p.1 \*`a l'italienne\fR 
  293. .sp 1P
  294. .RT
  295. .ad b
  296. .RT
  297. .LP
  298. .bp
  299. .ce
  300. \fBH.T. [1T2.3.1]\fR 
  301. .ps 9
  302. .vs 11
  303. .nr VS 11
  304. .nr PS 9
  305. .TS
  306. center box;
  307. cw(342p) .
  308. TABLE\ 2
  309. .T&
  310. cw(342p) .
  311.  {
  312. \fBEssential performance requirements of wideband and selective
  313. level\(hymeasuring instruments\fR
  314. (not sweep\(hydisplay of fixed frequency)
  315.  }
  316. .TE
  317. .TS
  318. lw(126p) | cw(54p) | cw(54p) | cw(54p) | cw(54p) .
  319.     Telephone\(hytype circuits    Sound\(hyprogramme circuits     {
  320. Groups, supergroups,
  321. and 12\(hy, 60\(hy,120\(hy and
  322. 300\(hychannel
  323. systems
  324.  }     {
  325. Mastergroups, super\(hy
  326. mastergroups and 900\(hy to
  327. 2700\(hychannel
  328. systems
  329.  }
  330. _
  331. .T&
  332. cw(126p) | cw(54p) | cw(54p) | cw(54p) | cw(54p) .
  333. 1    2    3    4    5
  334. _
  335. .T&
  336. lw(126p) | cw(54p) | cw(54p) | cw(54p) | cw(54p) .
  337. \fIFrequency\fR                
  338. .T&
  339. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  340. a) range    200 Hz to 4 kHz    30 Hz to 20 kHz    4 kHz to 1400 kHz    60 kHz to 17 MHz
  341. .T&
  342. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  343.  {
  344. b)
  345. nominal bandwith for selective measurements
  346. (Note 1)
  347.  }    40 Hz    40 Hz    600 Hz and 4 kHz    600 Hz and 4 kHz
  348. .T&
  349. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  350.  {
  351. \fIRange of input level\fR
  352.  }                
  353. .T&
  354. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  355. a) wideband     {
  356. +20 to \(em50 dBm
  357. (+23 to \(em58 dNm) down to \(em70 dBm (\(em80 dNm)
  358. with reduced accuracy
  359.  }     {
  360. +20 to \(em50 dBm
  361. (+23 to \(em58 dNm) down to \(em70 dBm (\(em80 dNm)
  362. with reduced accuracy
  363.  }     {
  364. +20 to \(em50 dBm
  365. (+23 to \(em58 dNm)
  366.  }     {
  367. +20 to \(em50 dBm
  368. (+23 to \(em58 dNm)
  369.  }
  370. .T&
  371. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  372. b) selective     {
  373. +20 to \(em80 dBm
  374. (+23 to \(em92 dNm)
  375.  }     {
  376. +20 to \(em80 dBm
  377. (+23 to \(em92 dNm)
  378.  }     {
  379. +20 to \(em90 dBm
  380. (+23 to \(em100 dBm) down to \(em110 dBm
  381. (\(em127 dNm)
  382. with reduced accuracy
  383.  }     {
  384. +20 to \(em90 dBm
  385. (+23 to \(em100 dBm) down to \(em110 dBm\fR
  386. (\(em127 dNm)
  387. with reduced accuracy
  388.  }
  389. .T&
  390. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  391. \fIMeasuring accuracy\fR                
  392. .T&
  393. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  394.  {
  395. a)
  396. at 0 dBm (0 dNm) and at the reference frequency at 20 | (deC
  397. and with nominal power supplies if internal calibration is provided
  398.  }     {
  399. \(+- | .2 dB (\(+- | .2 dNp)
  400. \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)
  401.  }     {
  402. \(+- | .2 dB (\(+- | .2 dNp)
  403. \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)
  404.  }     {
  405. \(+- | .2 dB (\(+- | .2 dNp)
  406. \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)
  407.  }     {
  408. \(+- | .2 dB (\(+- | .2 dNp)
  409. \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)
  410.  }
  411. .T&
  412. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  413.  {
  414. b)
  415. at any level and frequency within the ranges
  416. (Note\ 2)
  417.  }    \(+- | .5 dB (\(+- | .6 dNp)    \(+- | .5 dB (\(+- | .6 dNp)    \(+- | .5 dB (\(+- | .6 dNp)    \(+- | .5 dB (\(+- | .6 dNp)
  418. .T&
  419. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  420.  {
  421. \fIStability of indicated level\fR
  422. (Note\ 3)
  423.  }                
  424. .T&
  425. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  426.  {
  427. a)
  428. per hour at 20 | (deC and with nominal power supplies
  429.  }    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)
  430. .T&
  431. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  432.  {
  433. b)
  434. per 48 hours at 20 | (deC and with nominal power supplies
  435.  }    \(+- | .3 dB (\(+- | .4 dNp)    \(+- | .3 dB (\(+- | .4 dNp)    \(+- | .3 dB (\(+- | .4 dNp)    \(+- | .3 dB (\(+- | .4 dNp)
  436. .T&
  437. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  438.  {
  439. c)
  440. per 10 | (deC over a specified range of temperature and with nominal
  441. power supplies (Note\ 3)
  442.  }    \(+- | .5 dB (\(+- | .6 dNp)    \(+- | .5 dB (\(+- | .6 dNp)    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)
  443. .T&
  444. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  445.  {
  446. d)
  447. per 10% change in power supply at
  448. 20 | (deC
  449.  }    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)    \(+- | .1 dB (\(+- | .1 dNp)
  450. .T&
  451. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  452.  {
  453. \fILevel of unwanted signals\fR
  454.  }                
  455. .T&
  456. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  457.  {
  458. Generated by the instrument itself and appearing at the input
  459. terminals relative to the lowest acceptable input level measured 
  460. at\ the
  461. input terminals
  462.  }     {
  463. \(em20 dB (\(em23 dNp)
  464. or lower
  465.  }     {
  466. \(em20 dB (\(em23 dNp)
  467. or lower
  468.  }     {
  469. \(em20 dB (\(em23 dNp)
  470. or lower
  471.  }     {
  472. \(em20 dB (\(em23 dNp)
  473. or lower
  474.  }
  475. _
  476. .TE
  477. .nr PS 9
  478. .RT
  479. .ad r
  480. \fBTableau 2 [1T2.3.1], p.\fR 
  481. .sp 1P
  482. .RT
  483. .ad b
  484. .RT
  485. .LP
  486. .bp
  487. .ce
  488. \fBH.T. [2T2.3.1]\fR 
  489. .ps 9
  490. .vs 11
  491. .nr VS 11
  492. .nr PS 9
  493. .TS
  494. center box;
  495. cw(342p) .
  496. TABLE\ 2 \fI(cont.)\fR
  497. .TE
  498. .TS
  499. lw(126p) | cw(54p) | cw(54p) | cw(54p) | cw(54p) .
  500.     Telephone\(hytype circuits    Sound\(hyprogramme circuits     {
  501. Groups, supergroups,
  502. and 12\(hy, 60\(hy, 120\(hy and
  503. 300\(hychannels
  504. systems
  505.  }     {
  506. Mastergroups, super\(hy
  507. mastergroups and 900\(hy to
  508. 2700\(hychannel
  509. systems
  510.  }
  511. _
  512. .T&
  513. cw(126p) | cw(54p) | cw(54p) | cw(54p) | cw(54p) .
  514. 1    2    3    4    5
  515. _
  516. .T&
  517. lw(126p) | cw(54p) | cw(54p) | cw(54p) | cw(54p) .
  518. \fIInput impedance\fR                
  519. .T&
  520. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  521.  {
  522. a)
  523. nominal value for terminated level measurements.
  524. Other
  525. nominal values may be specified if required
  526.  }    600 ohms balanced     {
  527. 600 ohms balanced or at least 20 | (mu | 0\u3\d ohms balanced for constant
  528. voltage techniques
  529.  }     {
  530. 75 ohms unbalanced or 150 or 600 ohms either balanced or unbalanced
  531.  }    50 or 75 ohms unbalanced
  532. .T&
  533. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  534.  {
  535. b)
  536. value for through\(hylevel measurements
  537.  }     {
  538. at least 25 | (mu | 0\u3\d ohms balanced
  539.  }     {
  540. at least 20 | (mu | 0\u3\d ohms
  541.  }     {
  542. through\(hylevel measurements not recommended
  543.  }     {
  544. through\(hylevel measurements not recommended
  545.  }
  546. .T&
  547. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  548.  {
  549. c)
  550. return loss against nominal value (for terminated\(hylevel
  551. measurements)
  552.  }    at least 30 dB (35 dNp)    at least 30 dB (35 dNp)    at least 30 dB (35 dNp)    at least 30 dB (35 dNp)
  553. .T&
  554. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  555.  {
  556. d)
  557. balance about earth where applicable through\(hylevel or
  558. terminated\(hylevel
  559.  }    at least 40 dB (46 dNp)    at least 60 dB (70 dNp)    at least 40 dB (46 dNp)    
  560. .T&
  561. lw(126p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) | lw(54p) .
  562.  {
  563. \fIImage frequency rejection\fR
  564.  }    at least 50 dB (58 dNp)    at least 50 dB (58 dNp)    at least 60 dB (70 dNp)     {
  565. at least 60 dB (70 dNp)
  566.  }
  567. .TE
  568. .LP
  569. \fINote\ 1\fR
  570. \ \(em\ It is necessary to specify in some detail the response
  571. characteristic of the nominal bandwidth for selective measurements.
  572. .LP
  573. \fINote\ 2\fR
  574. \ \(em\ Although the actual return loss of the input impedance is specified to be not greater than 30\ dB (35\ dNp) the instrument should be arranged (when connected to a generator of exactly the appropriate nominal value) to indicate the level that would be developed across an impedance, with a return loss of at least 40\ dB (46\ dNp) against the nominal value.
  575. .LP
  576. \fINote\ 3\fR
  577. \ \(em\ The stability limits include the effects of frequency variation of any built\(hyin local oscillator in selective measuring sets.
  578. .LP
  579. \fINote\ 4\fR
  580. \ \(em\ The range of temperature over which the apparatus must
  581. satisfactorily operate must be specified. This depends very largely on
  582. geographical location.
  583. .nr PS 9
  584. .RT
  585. .ad r
  586. \fBTableau 2 (fin) [2T2.3.1], p.\fR 
  587. .sp 1P
  588. .RT
  589. .ad b
  590. .RT
  591. .LP
  592. .bp
  593. .sp 2P
  594. .LP
  595. \fBSupplement\ No.\ 3.2\fR 
  596. .RT
  597. .sp 2P
  598. .sp 1P
  599. .ce 1000
  600. \fBNOISE\ MEASURING\ INSTRUMENTS\ FOR\ TELECOMMUNICATION\ CIRCUITS\fR 
  601. .EF '%    Fascicle\ IV.4\ \(em\ Suppl.\ No.\ 3.2''
  602. .OF '''Fascicle\ IV.4\ \(em\ Suppl.\ No.\ 3.2    %'
  603. .ce 0
  604. .sp 1P
  605. .ce 1000
  606. (For this Supplement, see page 534, Volume IV.2 of the
  607. \fIGreen\ Book\fR )
  608. \v'2P'
  609. .sp 9p
  610. .RT
  611. .ce 0
  612. .sp 1P
  613. .sp 2P
  614. .LP
  615. \fBSupplement\ No.\ 3.3\fR 
  616. .RT
  617. .sp 2P
  618. .sp 1P
  619. .ce 1000
  620. \fBPRINCIPAL\ CHARACTERISTICS\ OF\ VOLUME\ INDICATORS\fR 
  621. .EF '%    Fascicle\ IV.4\ \(em\ Suppl.\ No.\ 3.3''
  622. .OF '''Fascicle\ IV.4\ \(em\ Suppl.\ No.\ 3.3    %'
  623. .ce 0
  624. .sp 1P
  625. .ce 1000
  626. (For this Supplement, see page\ 548, Volume IV.2 of
  627. the \fIGreen\ Book\fR ;
  628. .sp 9p
  629. .RT
  630. .ce 0
  631. .sp 1P
  632. .ce 1000
  633. additional information on this subject
  634. is given in Recommendation\ O.51)
  635. \v'2P'
  636. .ce 0
  637. .sp 1P
  638. .sp 2P
  639. .LP
  640. \fBSupplement\ No.\ 3.4\fR 
  641. .RT
  642. .sp 2P
  643. .ce 1000
  644. \fBCONSIDERATION OF INTERWORKING BETWEEN DIFFERENT\fR 
  645. .EF '%    Fascicle\ IV.4\ \(em\ Suppl.\ No.\ 3.4''
  646. .OF '''Fascicle\ IV.4\ \(em\ Suppl.\ No.\ 3.4    %'
  647. .ce 0
  648. .sp 1P
  649. .ce 1000
  650. \fBDESIGNS OF APPARATUS FOR MEASURING QUANTIZING DISTORTION\fR 
  651. .ce 0
  652. .sp 1P
  653. .ce 1000
  654. (For this Supplement, see page 85, Volume IV.2 of
  655. the \fIOrange\ Book\fR )
  656. \v'2P'
  657. .sp 9p
  658. .RT
  659. .ce 0
  660. .sp 1P
  661. .sp 2P
  662. .LP
  663. \fBSupplement\ No.\ 3.5\fR 
  664. .RT
  665. .sp 2P
  666. .sp 1P
  667. .ce 1000
  668. (Cancelled. Replaced by Recommendation O.6)
  669. \v'2P'
  670. .EF '%    Fascicle\ IV.4\ \(em\ Suppl.\ No.\ 3.5''
  671. .OF '''Fascicle\ IV.4\ \(em\ Suppl.\ No.\ 3.5    %'
  672. .sp 9p
  673. .RT
  674. .ce 0
  675. .sp 1P
  676. .sp 2P
  677. .LP
  678. \fBSupplement\ No.\ 3.6\fR 
  679. .RT
  680. .sp 2P
  681. .ce 1000
  682. \fBCROSSTALK\ TEST\ DEVICE\ FOR\ CARRIER\(hyTRANSMISSION\fR 
  683. .EF '%    Fascicle\ IV.4\ \(em\ Suppl.\ No.\ 3.6''
  684. .OF '''Fascicle\ IV.4\ \(em\ Suppl.\ No.\ 3.6    %'
  685. .ce 0
  686. .sp 1P
  687. .ce 1000
  688. \fBON\ COAXIAL\ SYSTEMS\fR 
  689. .ce 0
  690. .sp 1P
  691. .ce 1000
  692. \fI(Melbourne, 1988)\fR 
  693. .sp 9p
  694. .RT
  695. .ce 0
  696. .sp 1P
  697. .ce 1000
  698. (Information from the USSR Telecommunication Administration)
  699. .sp 1P
  700. .RT
  701. .ce 0
  702. .sp 1P
  703. .LP
  704. \fB1\fR     \fBIntroduction\fR 
  705. .sp 1P
  706. .RT
  707. .PP
  708. This Supplement contains the description of a method and the basic technical 
  709. parameters of a device for 
  710. crosstalk ratio measurement
  711. . It is designed for remote localization of repeaters having a low near\(hyend
  712. intelligible crosstalk ratio in carrier\(hytransmission coaxial systems.
  713. .bp
  714. .RT
  715. .sp 2P
  716. .LP
  717. \fB2\fR     \fBOperation\fR 
  718. .sp 1P
  719. .RT
  720. .PP
  721. The device measures 
  722. propagation delay time of near\(hyend
  723. crosstalk signals
  724. from different repeaters. Measurement of the test signal delay time in 
  725. order to determine the distance from a repeater and the amplitude of the 
  726. received signal make it possible to determine the repeater number and 
  727. the near\(hyend crosstalk ratio of this repeater.
  728. .PP
  729. The test signal is extracted from the noise and signals, coming from other 
  730. repeaters, by means of time filtering (correlation processing). It is 
  731. preferred that a special signal having a sufficiently narrow correlation
  732. function be used as a test signal. A sinusoidal test signal phase\(hymodulated 
  733. by a pseudorandom sequence (PRS) of pulses (phase\(hymodulated signal) 
  734. is used in the device. 
  735. .PP
  736. A simplified block diagram and a frequency diagram of this device are given 
  737. in Figure\ 1 and Figure\ 2. 
  738. .PP
  739. Phase modulation of a sinusoidal signal
  740. \fIf\fR\d1\ufrom an oscillator G1 by a signal from PRS oscillator G2 is
  741. carried out in a modulator M1, the formed signal spectrum having no spectral
  742. component \fIf\fR\d1\u(suppressed by more than 54\ dB). The modulating and test
  743. signals are shown in Figure\ 3, and the modulating signal spectrum is shown 
  744. in Figure\ 4. A phase\(hymodulated test signal in the band from \fIf\fR\d2\u\fI\fI\d\fIm\fR\uto 
  745. \fIf\fR\d\fIk\fR\\d\fIm\fR\uis formed in a modulator M3. A signal from 
  746. a quartz controlled 
  747. oscillator at one of the frequencies in the band from \fIf\fR\d2\uto
  748. \fIf\fR\d\fIk\fR\u, which
  749. are chosen in the spectrum of transmission systems under test, is used as a
  750. carrier. A test signal at \fIf\fR\d\fIk\fR\\d\fIm\fR\u\ \(+-\ \fIf\fR\d1\u\fI\fI\d\fIm\fR\uas 
  751. well as at 
  752. \fIf\fR\d1\u\fI\fI\d\fIm\fR\ucontain no central spectral component. The 
  753. signal \fIf\fR\d\fIk\fR\\d\fIm\fR\uis applied to the input of an interfering 
  754. link. 
  755. .PP
  756. A crosstalk signal from the output of the return path (path subjected to 
  757. interference) is applied to the input of the device. The signal is 
  758. reconverted in modulator M4. The signal \fIf\fR\d1\u\fI\fI\d\fIm\fR\uis 
  759. then applied to an 
  760. input of phase detector M2. The PRS signal from G2 shifted by the time 
  761. interval of \(*D"\fIt\fR with respect to the modulating signal in a time\(hydelay 
  762. circuit D1 is 
  763. applied to the other input of the phase detector M2. If the present time
  764. interval coincides with the time delay of the crosstalk signal in a line 
  765. being tested with respect to the test signal at the device output, a single\(hyfrequency 
  766. sinusoidal signal \fIf\fR\d1\uwill be obtained at the output of M2, the 
  767. signal 
  768. level then being measured by a selective level meter (SLM). When the present 
  769. value of \(*D"\fIt\fR does not coincide with the time delay of the crosstalk 
  770. signal 
  771. coming from the line, a signal having no frequency \fIf\fR\d1\uin its spectrum 
  772. will be present at the output and input of the phase detector M2. By varying 
  773. the 
  774. value of the present time delay in D\d1\u, tuning to a crosstalk signal from
  775. different repeaters on the section under test, a remote measurement of the
  776. crosstalk value of all repeaters is carried out.
  777. .PP
  778. It is preferred that the choice of parameters of the test signal be
  779. determined by the correlation function \fIR\fR (\fIt\fR ) of the chosen 
  780. signal (see 
  781. Figure\ 5). For this purpose, \fIR\fR (\fIt\fR ) is estimated at two levels:
  782. \fIR\fR (\fIt\fR )\ \(=\ 0.1 corresponding to the zone of low correlation and
  783. \fIR\fR (\fIt\fR )\ =\ 0.607 limiting the high correlation zone.
  784. .PP
  785. Resolution between two adjacent signals is practical if the time
  786. shifts between them is outside the zone of high correlation. Therefore, the
  787. choice of the duration of an elementary PRS pulse is made depending on the
  788. minimum crosstalk time shift \(*D"\fIt\fR\d\fIm\fR\\d\fIi\fR\\d\fIn\fR\uof 
  789. crosstalk from the adjacent 
  790. repeaters, namely:
  791. \v'6p'
  792. .RT
  793. .ad r
  794. .ad b
  795. .RT
  796. .LP
  797. where
  798. .LP
  799.     \fIl\fR\d\fIR\fR\\d\fIS\fR\u    is the minimum distance between the adjacent
  800. repeaters;
  801. .LP
  802.     \fIV\fR     is the electric wave propagation rate in the cable.
  803. .PP
  804. The pulse duration \(*t in the device depends on the scale oscillator frequency 
  805. and may be adjusted for various cable types having different 
  806. propagation rates. Adjustment is carried out by changing the scale oscillator 
  807. frequency. 
  808. .PP
  809. The repetition period of a pseudorandom sequence should ensure
  810. unambiguity of measurements, i.e. the time between two adjacent autocorrelation 
  811. function maximums should be greater than the signal propagation time along 
  812. the section \fIl\fR\d\fIS\fR\\d\fIT\fR\uunder test in both directions of 
  813. transmission: 
  814. \v'6p'
  815. .RT
  816. .ad r
  817. .ad b
  818. .RT
  819. .LP
  820. .bp
  821. .PP
  822. The minimum step of the time\(hydelay circuit D1 is determined by
  823. taking into account the admissible error of tuning to the maximum of the
  824. autocorrelation function and may be equal to 0.1\ \(*t (error not more 
  825. than 5%). 
  826. The maximum value of the time delay in D1 is determined by the length of the
  827. line section \fIl\fR\d\fIS\fR\\d\fIT\fR\uunder test, i.e. by the time of 
  828. signal propagation 
  829. along the line in both directions of transmission:
  830. \v'6p'
  831. .ad r
  832. .ad b
  833. .RT
  834. .PP
  835. To measure the crosstalk signal levels corresponding not only to low but 
  836. also normal crosstalk attenuation of repeaters, the passband of the SLM 
  837. must be sufficiently narrow (0.1 to 0.3\ Hz) so that a test signal may 
  838. be 
  839. extracted from the noise. Such a passband may be realized by means of a
  840. synchronous phase filter.
  841. .sp 2P
  842. .LP
  843. \fB3\fR     \fBBasic technical parameters of a device designed for transmission
  844. systems at frequencies less than 18\ MHz\fR 
  845. .sp 1P
  846. .RT
  847. .sp 1P
  848. .LP
  849. 3.1
  850.     \fIBasic characteristics\fR 
  851. .sp 9p
  852. .RT
  853. .LP
  854. 3.1.1
  855.     Maximum length of a section under test
  856. \ 400\ km
  857. .LP
  858. 3.1.2
  859.     Minimum distance between repeaters under test
  860. \ 1.0\ km
  861. .LP
  862. 3.1.3
  863.     Minimum step of setting distance to the repeater under
  864. test
  865. \ 0.1\ km
  866. .ad r
  867. 3.1.4
  868.     Nominal carrier frequencies of a test signal
  869. \ 0.37; 1.1;
  870. \ 4.4; 7.9;
  871. \ 17.25\ MHz
  872. .ad b
  873. .RT
  874. .LP
  875.     3.1.5
  876.     Minimum measurement level
  877. \ \(em120\ dB
  878. .LP
  879. 3.1.6
  880.     Time for localization of a faulty repeater
  881. .LP
  882. (with a maximum of 70 repeaters on a section under test)
  883. \ 20\ min
  884. .sp 1P
  885. .LP
  886. 3.2
  887.     \fISeveral technical characteristics\fR 
  888. .sp 9p
  889. .RT
  890. .LP
  891. 3.2.1
  892.     Number of elementary pulses in a pseudorandom sequence (PRS)
  893. .LP
  894. for the test signal phase modulation
  895. \ 2\u9\d\ \(em\ 1\ =\ 511
  896. .LP
  897. 3.2.2
  898.     PRS repetition rate
  899. \ 4.2\ ms
  900. .LP
  901. 3.2.3
  902.     Test signal level range
  903. \ \(em59\ dB to 0\ dB
  904. .LP
  905. 3.2.4
  906.     Scale oscillator frequency
  907. \ 2.4 to 2.5 MHz
  908. .LP
  909. 3.2.5
  910.     Level measuring range
  911. \ \(em120 to \(em50\ dB
  912. .LP
  913. 3.2.6
  914.     Receiver bandwidth (at a 3\ dB level)
  915. \ 0.3; 3\ Hz
  916. .ad r
  917. 3.2.7
  918.     Steps of time delay
  919. \ 83.3\ \(*ms (10\ km)
  920. \ 8.3\ \(*ms (1\ km)
  921. \ 0.8\ \(*ms (0.1\ km)
  922. .ad b
  923. .RT
  924. .LP
  925.     3.2.8
  926.     Reduction in the receiver indicator reading with respect to a value
  927. corresponding to the maximum when the PRS is shifted by 24.9\ \(*ms
  928. (3\ km)
  929. \ more than 40\ dB
  930. .LP
  931. 3.2.9
  932.     Measuring error in the \*Q\(em100\ dB\*U range for the 0\ dB
  933. reading
  934. \ less than \(+- | \ dB
  935. .LP
  936. .rs
  937. .sp 9P
  938. .ad r
  939. BLANC
  940. .ad b
  941. .RT
  942. .LP
  943. .bp
  944. .LP
  945. .rs
  946. .sp 23P
  947. .ad r
  948. \fBFigure 1, (N), p. 4\fR 
  949. .sp 1P
  950. .RT
  951. .ad b
  952. .RT
  953. .LP
  954. \fB
  955. .rs
  956. .sp 24P
  957. .ad r
  958. \fBFigure 2, (N), p. 5\fR 
  959. .sp 1P
  960. .RT
  961. .ad b
  962. .RT
  963. .LP
  964. \fB
  965. .bp
  966. .LP
  967. .rs
  968. .sp 24P
  969. .ad r
  970. \fBFigure 3, (N), p. 6\fR 
  971. .sp 1P
  972. .RT
  973. .ad b
  974. .RT
  975. .LP
  976. \fB
  977. .rs
  978. .sp 25P
  979. .ad r
  980. \fBFigure 4, (N), p. 7\fR 
  981. .sp 1P
  982. .RT
  983. .ad b
  984. .RT
  985. .LP
  986. \fB
  987. .bp
  988. .LP
  989. .rs
  990. .sp 27P
  991. .ad r
  992. \fBFigure 5, (N), p. 8\fR 
  993. .sp 1P
  994. .RT
  995. .ad b
  996. .RT
  997. .LP
  998. \fB
  999. .sp 2P
  1000. .LP
  1001. \fBSupplement\ No.\ 3.7\fR 
  1002. .RT
  1003. .sp 2P
  1004. .ce 1000
  1005. \fBA\ MEASURING\ SIGNAL\ (MULTITONE\ TEST\ SIGNAL)\ FOR\ FAST\ MEASUREMENT\fR 
  1006. .EF '%    Fascicle\ IV.4\ \(em\ Suppl.\ No.\ 3.7''
  1007. .OF '''Fascicle\ IV.4\ \(em\ Suppl.\ No.\ 3.7    %'
  1008. .ce 0
  1009. .sp 1P
  1010. .ce 1000
  1011. \fBOF\ AMPLITUDE\ AND\ PHASE\ FOR\ TELEPHONE\ TYPE\ CIRCUITS\fR 
  1012. .ce 0
  1013. .sp 1P
  1014. .ce 1000
  1015. \fI(Melbourne, 1988)\fR 
  1016. .sp 9p
  1017. .RT
  1018. .ce 0
  1019. .sp 1P
  1020. .ce 1000
  1021. (Information submitted by the Federal Republic of Germany,
  1022. France and USSR)
  1023. .sp 1P
  1024. .RT
  1025. .ce 0
  1026. .sp 1P
  1027. .PP
  1028. In the following a brief description of a test signal is given,
  1029. stating its particular advantages for measurement of amplitude and phase
  1030. simultaneously.
  1031. .sp 1P
  1032. .RT
  1033. .sp 2P
  1034. .LP
  1035. \fB1\fR     \fBThe multitone test signal\fR 
  1036. .sp 1P
  1037. .RT
  1038. .sp 1P
  1039. .LP
  1040. 1.1
  1041.     \fIGeneral description\fR 
  1042. .sp 9p
  1043. .RT
  1044. .PP
  1045. The multitone test signal (MTTS) consists of a spectrum of N
  1046. discrete signals separated by frequency spacing of 100\ Hz in the low frequency 
  1047. range. 
  1048. .PP
  1049. The spectral lines are all of equal amplitude; their phase
  1050. relationship to each other is chosen on the basis of mathematical
  1051. considerations so that the energy of the test signal is distributed
  1052. approximately evenly across the entire period of the test signal.
  1053. .bp
  1054. .PP
  1055. The transmission characteristics, i.e. the amplitude and phase
  1056. distortion of a telephone line, produce changes in the test signal. On the
  1057. receive side, these changes are measured and evaluated, e.g. by means of a
  1058. Fourier analysis. The results may be displayed on a screen in the form of an
  1059. amplitude and/or phase graph and also, for example, the group delay may be
  1060. derived from this.
  1061. .RT
  1062. .sp 1P
  1063. .LP
  1064. 1.2
  1065.     \fIMeasuring principle\fR 
  1066. .sp 9p
  1067. .RT
  1068. .PP
  1069. The transmit signal consisting of N cosine waveforms is generated in digital 
  1070. circuits: a sufficient number of instantaneous values of the MTTS is read 
  1071. out of a ROM with a clock frequency. After passing through a D/A converter 
  1072. and a filter which suppresses the clock frequency, the composite signal 
  1073. is 
  1074. available:
  1075. \v'6p'
  1076. .RT
  1077. .ad r
  1078. .ad b
  1079. .RT
  1080. .LP
  1081. where
  1082. .LP
  1083.     \fIA\fR     amplitude of a single waveform
  1084. .LP
  1085.     \fIf\fR     is 100 Hz (see Note\ 2)
  1086. .LP
  1087.     \(*f
  1088.     phase of the single waveforms
  1089. .LP
  1090.     \fIn\fR     serial number of the single waveforms
  1091. .LP
  1092.     \fIt\fR     time
  1093. .LP
  1094.     \fIN\fR     total number of waveforms.
  1095. .PP
  1096. At \fIf\fR = 100 Hz, the duration of one period of the MTTS is
  1097. 10\ ms.
  1098. .PP
  1099. The MTTS is passed to the object to be tested which changes the
  1100. properties of the MTTS, i.e. the amplitudes and phases of the single
  1101. waveforms.
  1102. .PP
  1103. In the receiving section, the changed signal is passed to an
  1104. evaluation circuit, where the signal is sampled with the clock frequency. 
  1105. The sampled analogue values are digitized and stored in a memory. The stored 
  1106. values of the time function are then transferred by means of the Discrete 
  1107. Fourier 
  1108. Transform into the frequency domain. All necessary calculations are performed 
  1109. in a microcomputer. 
  1110. .PP
  1111. At measurements where the objects to be tested include carrier
  1112. frequency systems, frequency shift of the measuring signal can appear. 
  1113. In such cases it is recommended to use window functions in the signal processing 
  1114. section of the receiver.
  1115. .PP
  1116. The characteristics of the object to be tested are derived from the
  1117. deviation of the received values against the transmitted values.
  1118. .RT
  1119. .sp 1P
  1120. .LP
  1121. 1.3
  1122.     \fIData of the multitone test signal\fR 
  1123. .sp 9p
  1124. .RT
  1125. .PP
  1126. \fITransmitter\fR 
  1127. .PP
  1128. Transmit frequencies
  1129. .RT
  1130. .LP
  1131.     \(em
  1132.     35 signals (cosine) simultaneously;
  1133. .LP
  1134.     \(em
  1135.     \fIn\fR \(mu 100 Hz; \fIn\fR = 2 to 36 in steps of 100 Hz from 200 to
  1136. 3600\ Hz, or see Notes\ 1 and\ 2;
  1137. .LP
  1138.     \(em
  1139.     Accuracy: 1\ \(mu\ 10\uD\dlF261\u4\d
  1140. .PP
  1141. Transmit level (multitone test signal) +10 to \(em40\ dBm.
  1142. .PP
  1143. This level corresponds to the level of a single sinusoidal signal
  1144. which has the same peak value as the test signal.
  1145. .RT
  1146. .LP
  1147.     \(em
  1148.     Accuracy at 1000\ Hz
  1149.     0.2\ dB
  1150. .LP
  1151.     \(em
  1152.     Frequency response
  1153.     0.1\ dB
  1154. .LP
  1155.     \(em
  1156.     Harmonic distortion
  1157.     40\ dB
  1158. .LP
  1159.     \(em
  1160.     Spurious distortion at +10\ dBm
  1161.     50\ dB
  1162. .LP
  1163.     \(em
  1164.     Phase constellation
  1165. .bp
  1166. .ce
  1167. \fBH.T. [T1.3.7]\fR 
  1168. .ps 9
  1169. .vs 11
  1170. .nr VS 11
  1171. .nr PS 9
  1172. .TS
  1173. center box;
  1174. cw(35p) | cw(35p) | cw(29p) | cw(35p) | cw(29p) | cw(35p) | cw(30p) .
  1175. 0    2\(*p/7    4\(*p/7    6\(*p/7    8\(*p/7    10\(*p/7    12\(*p/7
  1176. _
  1177. .T&
  1178. lw(10p) | lw(25p) | lw(35p) | lw(29p) | lw(35p) | lw(29p) | lw(35p) | lw(30p) .
  1179. n:     {
  1180. 2, 3, 4, 5, 6, 8, 15, 22, 29, 36
  1181.  }    9, 12, 20, 24, 35     {
  1182. 10, 16, 18, 26, 28, 34
  1183. 37 (Note 1)
  1184.  }    11, 13, 31, 33    21, 23, 27, 32 1 (Note 1)    14, 19, 25, 30     {
  1185. 7, 17
  1186. 38 (Note 1)
  1187.  }
  1188. .TE
  1189. .LP
  1190. \fINote\ 1\fR
  1191. \ \(em\ Serial numbers of 1, 37 and 38 are optional values.
  1192. .LP
  1193. \fINote\ 2\fR
  1194. \ \(em\ The French Administration uses frequency steps of
  1195. 101.56\ Hz according to [26 | (mu | \fIn\fR
  1196. \(em1)] | (mu | fIf\fR
  1197. , where \fIf\fR
  1198. \ =\ 8000/2048.
  1199. This is in accordance with the principle of frequency offset contained in
  1200. Recommendation\ O.6 concerning PCM equipment.
  1201. .nr PS 9
  1202. .RT
  1203. .ad r
  1204. \fBTableau [T1.3.7], p.9\fR 
  1205. .sp 1P
  1206. .RT
  1207. .ad b
  1208. .RT
  1209. .PP
  1210. \fIReceiver\fR 
  1211. .PP
  1212. The receiver takes into account the level and the phase constellation of 
  1213. the transmitted signal. 
  1214. .RT
  1215. .sp 2P
  1216. .LP
  1217. \fB2\fR     \fBAdvantages of the multitone test signal\fR 
  1218. .sp 1P
  1219. .RT
  1220. .PP
  1221. With the technical means available today the multitone test signal can 
  1222. be generated at low cost with excellent stability of frequency, amplitude 
  1223. and phase. The quantity of\ 35 discrete signals and thus test points in 
  1224. the 
  1225. frequency range\ 200 to 3600\ Hz is quite adequate for the testing requirements 
  1226. occurring in practice. Optionally, the frequency band can be widened according 
  1227. to Note\ 1. 
  1228. .PP
  1229. When the received signal is evaluated, e.g. with the aid of a Fourier analysis 
  1230. to determine amplitude/frequency response and/or phase or group delay, 
  1231. a test cycle time, allowing for processing time and screen display time, 
  1232. of 
  1233. only less than one second is needed. This short test cycle is of great
  1234. advantage mainly when equalization work has to be done.
  1235. .PP
  1236. Because the MTTS is normally a continuous signal there are no settling 
  1237. time problems which occur using a sweep mode signal. 
  1238. .PP
  1239. The MTTS is an ideal band\(hylimited \*Qnoise signal\*U for determining 
  1240. the rms bandwidth of filters, for example for the filter (psophometric 
  1241. weighting) in Recommendation\ O.41 or for calibrating PCM instruments measuring 
  1242. quantizing distortion. 
  1243. .PP
  1244. Considering the ripple at the frequency response curve one can
  1245. recognize very clearly that there are frequency components caused by any
  1246. non\(hylinearity of an item under test.
  1247. .PP
  1248. Using the Fourier analysis to evaluate the received MTTS one can
  1249. recognize both the amplitude and frequency of unwanted signals; that means, 
  1250. the procedure works like a swept selective receiver. 
  1251. .PP
  1252. The period of this MTTS is 10\ ms (which corresponds to one period of a 
  1253. 100\(hyHz fundamental). Since for Fourier analysis it is sufficient to 
  1254. sample just one period of the test signal, i.e. 10\ ms, at the receiving 
  1255. side, and 10\ ms 
  1256. plus at the sending side, measurements could be performed during
  1257. correspondingly short gaps in the speech or data transmission signal. These
  1258. gaps occur in any case in these signals, or they may be created by technical
  1259. means.
  1260. .PP
  1261. The use of the MTTS in combination with the Fourier analysis makes it possible 
  1262. to provide measurements of parameters which normally require filters; e.g. 
  1263. weighted noise, quantizing distortion, selective crosstalk, etc. In these 
  1264. cases filtering is provided by appropriate calculations in the microcomputer 
  1265. carrier out for the frequency domain of the input signal.
  1266. .PP
  1267. For measurements including PCM sections it is not necessary to shift the 
  1268. frequencies in order to avoid submultiples of\ 8\ kHz, in this case a MTTS 
  1269. without frequency shift leads into a frequency response with a ripple of 
  1270. up to \(+-\ 0.1\ dB. With the help of an averaging procedure (e.g.\ 4 or\ 
  1271. 16 measuring 
  1272. cycles) the ripple can be reduced to a negligible value.
  1273. .bp
  1274. .PP
  1275. A further possibility to reduce the ripple is to use shifted
  1276. frequencies of \fIn\fR  | (mu | 01 | (mu | 6\ Hz, according to Note\ 2.
  1277. .PP
  1278. In this case the ripple is less than \(+- | .05\ dB after one measuring
  1279. cycle; even this relatively small error can be reduced by an averaging
  1280. procedure.
  1281. .RT
  1282. .sp 2P
  1283. .LP
  1284. \fB3\fR     \fBPractical experience\fR 
  1285. .sp 1P
  1286. .RT
  1287. .PP
  1288. Since 1981, instruments using multitone test signals have been used by 
  1289. various Administrations all over the world. 
  1290. .PP
  1291. Measurement results are obtained quickly and unambigously and are
  1292. compatible with those obtained with conventional methods.
  1293. .PP
  1294. The USSR Telecommunication Administration is investigating
  1295. theoretically and practically the MTTS in order to determine the best use 
  1296. for further applications. 
  1297. .RT
  1298. .sp 2P
  1299. .LP
  1300. \fBSupplement\ No.\ 3.8\fR 
  1301. .RT
  1302. .sp 2P
  1303. .sp 1P
  1304. .ce 1000
  1305. \fBGUIDELINES\ CONCERNING\ THE\ MEASUREMENT\ OF\ JITTER\fR 
  1306. .EF '%    Fascicle\ IV.4\ \(em\ Suppl.\ No.\ 3.8''
  1307. .OF '''Fascicle\ IV.4\ \(em\ Suppl.\ No.\ 3.8    %'
  1308. .ce 0
  1309. .sp 1P
  1310. .ce 1000
  1311. \fI(Melbourne, 1988)\fR 
  1312. .sp 9p
  1313. .RT
  1314. .ce 0
  1315. .sp 1P
  1316. .ce 1000
  1317. (Information assembled by SG IV and SG XVIII)
  1318. .sp 1P
  1319. .RT
  1320. .ce 0
  1321. .sp 1P
  1322. .LP
  1323. \fB1\fR     \fBDefinitions and causes of jitter\fR 
  1324. .sp 1P
  1325. .RT
  1326. .PP
  1327. CCITT Recommendation\ G.701 [1] defines jitter as \*Qshort\(hyterm
  1328. non\(hycumulative variations of the significant instants of a digital signal 
  1329. from their ideal position in time\*U. This means that jitter is an (unwanted) 
  1330. phase 
  1331. modulation of the digital signal. The frequency of the phase variations is
  1332. calle 
  1333. jitter\(hyfrequency
  1334. . A second parameter which is closely related to jitter is called wander. 
  1335. It is defined as \*Qlong\(hyterm non\(hycumulative variations of the significant 
  1336. instants of a digital signal from their ideal position in 
  1337. time\*U. Up to now there is no clear definition of the boundary between jitter
  1338. and wander. Components of phase variation having frequencies below the range
  1339. of\ 1 to\ 10\ Hz are normally called wander.
  1340. .PP
  1341. Jitter may deteriorate the transmission performance of a digital
  1342. circuit. As a result of signal displacement from its ideal position in time,
  1343. errors may be introduced into the digital bit stream at points of signal
  1344. regeneration. Slips may be introduced into digital signals resulting from
  1345. either data overflow or depletion in digital equipment incorporating buffer
  1346. stores and phase comparators. In addition, phase modulation of the
  1347. reconstructed samples in digital\(hyto\(hyanalogue conversion devices may 
  1348. result in degradation of the decoded analogue signals. This is more likely 
  1349. to be a 
  1350. problem when transmitting encoded wide\(hyband signals.
  1351. .PP
  1352. A distinction must be made between the systematic and random jitter.
  1353. Systematic jitter
  1354. results from misaligned timing recovery circuits in signal regenerating 
  1355. devices or from inter\(hysymbol interference and 
  1356. amplitude\(hyto\(hyphase conversion caused by imperfect cable equalization.
  1357. Systematic jitter is pattern\(hydependent.
  1358. .PP
  1359. Random jitter
  1360. originates from internal or external
  1361. interferring signals such as repeater noise, crosstalk or reflections. 
  1362. Random jitter is independent of the transmitted pattern. 
  1363. .PP
  1364. Low\(hyfrequency jitter
  1365. produced in pulse justification
  1366. demultiplexers arises from pulse justification synchronization; the mechanism 
  1367. by which the plesiochronous lower\(hyrate signals are synchronized to a 
  1368. locally 
  1369. generated clock source. This jitter, which appears at the demultiplexer
  1370. lower\(hyrate output, is denoted \*Q
  1371. justification jitter
  1372. \*U or \*Q
  1373. waiting
  1374. time jitter
  1375. \*U.
  1376. .PP
  1377. As systematic jitter is correlated with the transmitted pulse pattern at 
  1378. different regenerators, it accumulates coherently. Random jitter is 
  1379. uncorrelated at different regenerators and accumulates incoherently. In most
  1380. existing lower\(hyrate digital systems, systematic jitter is dominant. In some
  1381. contemporary higher\(hyrate systems the random component may become significant 
  1382. or even predominant. 
  1383. .bp
  1384. .PP
  1385. Unlike some other impairments, disturbing jitter can be reduced by
  1386. regenerators or by the use of \*Q
  1387. de\(hyjitterizers
  1388. \*U which contain a signal buffer with a narrow\(hyband phase\(hysmoothing 
  1389. circuit. Regenerators can only reduce jitter frequency components above 
  1390. the cut\(hyoff frequency of the clock recovery circuits. At lower jitter 
  1391. frequencies, the output signal or a regenerator 
  1392. follows the input jitter. In this case jitter is \*Qtransferred\*U which
  1393. means that a regenerator behaves like a low\(hypass filter. This characteristic
  1394. behaviour leads to the typical jitter tolerance templates as shown in
  1395. Figure\ 1.
  1396. .RT
  1397. .LP
  1398. .rs
  1399. .sp 33P
  1400. .ad r
  1401. \fBFigure 1, (N), p.\fR 
  1402. .sp 1P
  1403. .RT
  1404. .ad b
  1405. .RT
  1406. .PP
  1407. It can be seen from the considerations above that jitter can
  1408. severely deteriorate the performance of digital transmission systems. On the
  1409. other hand, jitter cannot be avoided completely. To evaluate whether jitter 
  1410. is kept within the allowed limits is the task of jitter measurements. 
  1411. .sp 2P
  1412. .LP
  1413. \fB2\fR     \fBTest environment\fR 
  1414. .sp 1P
  1415. .RT
  1416. .PP
  1417. In order to facilitate repeatable and accurate measurements, and to allow 
  1418. comparisons between measurements made at different times, it is necessary 
  1419. to minimize variations in the test environment. Several test environment 
  1420. parameters which may vary widely within their allowed ranges and may
  1421. significantly affect jitter measurement results (depending upon the type of
  1422. equipment involed) include the data pattern, data rate, pulse shape, and 
  1423. cable characteristics. The characteristics of these parameters should be 
  1424. controlled as appropriate. Additionally, there are secondary test environment 
  1425. parameters which may also affect jitter performance, that should be maintained 
  1426. at nominal levels to facilitate repeatable measurements. 
  1427. .bp
  1428. .PP
  1429. In order to verify worst\(hycase equipment performance, it may be
  1430. necessary to stress the equipment under test with multiple changes in the 
  1431. test environment. However, this type of test does not necessarily provide 
  1432. meaningful jitter performance data due to lack of control of the particular 
  1433. parameter(s) which may be causing errors, as well as their effect on other 
  1434. non\(hyjitter 
  1435. related equipment failure mechanisms. Therefore, multiple changes in test
  1436. environment should not be used to characterize the jitter performance of the
  1437. equipment under test.
  1438. .RT
  1439. .sp 1P
  1440. .LP
  1441. 2.1
  1442.     \fIControlled data patterns\fR 
  1443. .sp 9p
  1444. .RT
  1445. .PP
  1446. Some measurement procedures require the application of controlled data 
  1447. patterns. When the controlled data pattern is intended to approximate live 
  1448. traffic encountered in the network, a pseudo\(hyrandom bit sequence (PRBS) 
  1449. is 
  1450. recommended. Four pseudo\(hyrandom patterns are specified in Recommendations\ 
  1451. O.151 and\ O.152 namely 2\u1\d\u1\d\ \(em\ 1, 2\u1\d\u5\d\ \(em\ 1, 2\u2\d\u0\d\ 
  1452. \(em\ 1 and 2\u2\d\u3\d\ \(em\ 1 length sequences. To ensure that a particular 
  1453. PRBS will generate adequate 
  1454. jitter spectral line density within the jitter half\(hypower bandwidth 
  1455. of typical clock recovery circuits at the applicable hierarchical level, 
  1456. the PRBS word 
  1457. length should be much greater than the data rate divided by the jitter
  1458. half\(hypower bandwidth. The CCITT recommends that the PRBS word length be at
  1459. least 100 times greater than the data rate divided by the jitter half\(hypower
  1460. .PP
  1461. bandwidth [2] (see Note). The pseudo\(hyrandom bit sequence of 2\u1\d\u5\d\ 
  1462. \(em\ 1 bit length specified in Recommendation\ O.151 for bit error measurements 
  1463. may 
  1464. generate an inadequate spectral line density for jitter measurements a 
  1465. speeds above the primary rate. Moreover, this pattern has poor binary run 
  1466. properties. Therefore, for bit rates at and above the primary rate, the 
  1467. pattern length 
  1468. should be no less than 2\u2\d\u0\d\ \(em\ 1, and have a well balanced binary 
  1469. run 
  1470. characteristic\ [3].
  1471. .PP
  1472. \fINote\fR \ \(em\ Further study of jitter spectral line density sufficiency 
  1473. is desirable. 
  1474. .RT
  1475. .sp 1P
  1476. .LP
  1477. 2.2
  1478.     \fIBit rate\fR 
  1479. .sp 9p
  1480. .RT
  1481. .PP
  1482. The bit rate must be maintained within the specifications for
  1483. digital interfaces as specified in Recommendation\ G.703 [4]. For convenience, 
  1484. the bit rates are repeated below: 
  1485. .RT
  1486. .LP
  1487.     \(em
  1488.     basic rate:
  1489.     \ \ \  |  64\ kbit/s
  1490. .LP
  1491.     \(em
  1492.     primary rate:
  1493.     \ \ 1 | 44\ kbit/s\ \(+-\ 50\ ppm
  1494. .LP
  1495.     \ \ 2 | 48\ kbit/s\ \(+-\ 50\ ppm
  1496. .LP
  1497.     \(em
  1498.     secondary rate: 
  1499.     \ \ 6 | 12\ kbit/s\ \(+-\ 30\ ppm
  1500. .LP
  1501.     \ \ 8 | 48\ kbit/s\ \(+-\ 30\ ppm
  1502. .LP
  1503.     \(em
  1504.     tertiary rate:
  1505.     \ 32 | 64\ kbit/s\ \(+-\ 10\ ppm
  1506. .LP
  1507.     \ 34 | 68\ kbit/s\ \(+-\ 20\ ppm
  1508. .LP
  1509.     \ 44 | 36\ kibt/s\ \(+-\ 20\ ppm
  1510. .LP
  1511.     \(em
  1512.     quaternary rate:
  1513.     139 | 64\ kibt/s\ \(+-\ 15\ ppm
  1514. .sp 1P
  1515. .LP
  1516. 2.3
  1517.     \fIPulse shape and cable characteristics\fR 
  1518. .sp 9p
  1519. .RT
  1520. .PP
  1521. Pulse shape affects jitter performance by impacting the accuracy of the 
  1522. decision making process in a block recovery circuit. Pulse shape is 
  1523. typically specified by a pulse template at an output interface or at a
  1524. cross\(hyconnect [5] and may vary at the equipment input due to cable effects,
  1525. resulting from operating within the specified range of cable lengths and
  1526. specified cable type(s). It is recommended that the pulse shape to be used 
  1527. in jitter tests be centered within the pulse template specified, rather 
  1528. than being at the extreme allowable values (see Note). 
  1529. .PP
  1530. \fINote\fR \ \(em\ A pulse template appropriate for jitter testing needs 
  1531. further study. 
  1532. .RT
  1533. .sp 1P
  1534. .LP
  1535. 2.4
  1536.     \fISecondary test environment parameters\fR 
  1537. .sp 9p
  1538. .RT
  1539. .PP
  1540. Other test environment parameters which may affect jitter
  1541. performance include temperature, cross\(hytalk, and noise. Temperature affects
  1542. jitter performance by altering the resonant fequency of clock recovery
  1543. circuits, oscillators, and phase
  1544. .bp
  1545. .PP
  1546. smoothing circuits, as well as
  1547. changing
  1548. the filtering properties of analog circuitry. Cross\(hytalk may affect jitter
  1549. performance when signals in a cable, backplane, or circuit board affect one
  1550. another to a noticeable degree. Noise affects the decision making process 
  1551. in a clock recovery circuit by decreasing the decision eye margin. 
  1552. .PP
  1553. In order to obtain accurate and repeatable jitter measurements and
  1554. ensure that the effects of jitter applied to the quipment dominate measurement 
  1555. results, it is recommended that these secondary parameters be maintained 
  1556. at 
  1557. their nominal levels.
  1558. .RT
  1559. .sp 2P
  1560. .LP
  1561. \fB3\fR     \fBGlossary or test configuration functional block components\fR 
  1562. .sp 1P
  1563. .RT
  1564. .PP
  1565. This glossary defines the functional block components employed in the test 
  1566. configurations described in the following sections. Note that these 
  1567. functional blocks may be incorporated in various combinations within different 
  1568. test equipment. 
  1569. .RT
  1570. .LP
  1571.     \(em
  1572.     \fIAttenuator:\fR  | A device which reduces the amplitude of a
  1573. digital signal in order to decrease the signal\(hyto\(hynoise ratio.
  1574. .LP
  1575.     \(em
  1576.      \fIDigital signal generator:\fR  | A signal source which provides a digital 
  1577. network hierarchical signal at the appropriate bit rate with proper 
  1578. output impedance, pulse shape, line coding, and frame format. This functional 
  1579. block component is capable of providing several data patterns, must have 
  1580. a 
  1581. clock and data output, and may accept an external clock input.
  1582. .LP
  1583.     \(em
  1584.      \fIDigital signal receiver:\fR  | An instrument which terminates a digital 
  1585. network hierarchical signal and monitors for bit errors, errored 
  1586. seconds, or bit error ratio (BER).
  1587. .LP
  1588.     \(em
  1589.     \fIEquipment under test (EUT):\fR  | A circuit or system that
  1590. is being tested with a controlled data pattern.
  1591. .LP
  1592.     \(em
  1593.     \fIFrequency synthesizer:\fR  | An extremely stable frequency
  1594. source of high accuracy. Some frequency synthesizers are capable of adding
  1595. phase or frequency modulation (PM or FM) to the primary output while providing 
  1596. an unmodulated secondary output. 
  1597. .LP
  1598.     \(em
  1599.     \fIJitter generator:\fR  | An instrument which produces a
  1600. hierarchical rate clock modulated by sinusoidal jitter of adjustable frequency 
  1601. and amplitude. A modulation input provides for external jitter control, 
  1602. and an optional clock input provides for external data rate frequency control. 
  1603. .LP
  1604.     \(em
  1605.     \fIJitter receiver:\fR  | An instrument which demodulates and
  1606. measures the jitter present on a hierarchical clock or data signal. An 
  1607. output provides a voltage proportional to the demodulated jitter. 
  1608. .LP
  1609.     \(em
  1610.     \fILow\(hypass filter:\fR  | A circuit used to attenuate unwanted
  1611. spectral components above a given frequency.
  1612. .LP
  1613.     \(em
  1614.     \fIJitter measurement filter:\fR  | A circuit which attenuates
  1615. jitter spectral components outside a specified or desired
  1616. passband.
  1617. .LP
  1618.     \(em
  1619.     \fINetwork under test:\fR  | A circuit, system, or network that is
  1620. being tested using live traffic.
  1621. .LP
  1622.     \(em
  1623.     \fINoise source:\fR  | An instrument which generates a signal
  1624. having a near Gaussian amplitude distribution with a flat power
  1625. spectrum to approximately three times the half\(hypower bandwidth of
  1626. the retiming circuit.
  1627. .LP
  1628.     \(em
  1629.     \fISine wave generator:\fR  | A waveform generator which provides
  1630. a low distortion frequency and amplitude controlled sine
  1631. wave.
  1632. .LP
  1633.     \(em
  1634.     \fISpectrum analyzer:\fR  | An instrument which measures and
  1635. displays signal power as a function of frequency over a selected
  1636. frequency range. A tracking oscillator output provides an
  1637. adjustable amplitude swept frequency sinusoid which tracks the
  1638. instantaneous measurement frequency of the spectrum
  1639. analyzer.
  1640. .LP
  1641.     \(em
  1642.     \fIVoltmeter:\fR  | An instrument which measures DC, true rms, or
  1643. true peak\(hyto\(hypeak voltage as required. Here true peak\(hyto\(hypeak
  1644. voltage is defined as the difference between the most positive
  1645. and the most negative instantaneous voltages recorded during the
  1646. entire measurement interval.
  1647. .bp
  1648. .sp 2P
  1649. .LP
  1650. \fB4\fR     \fBJitter tolerance measurement\fR 
  1651. .sp 1P
  1652. .RT
  1653. .PP
  1654. Jitter tolerance (also known as jitter accommodation) is defined in terms 
  1655. of the sinusoidal jitter amplitude which, when applied to an equipment 
  1656. input, causes a designated degradation of error performance. Jitter tolerance 
  1657. is a function of the amplitude and frequency of the applied jitter. 
  1658. .PP
  1659. Jitter tolerance requirements are specified in terms of jitter
  1660. templates which cover a specified sinusoidal amplitude/frequency region. 
  1661. Jitter templates represent the minimum amount of jitter an equipment \fImust 
  1662. accept\fR 
  1663. without causing the designated degradation of error performance (see Note).
  1664. .PP
  1665. The intended relationship of an equipment's actual tolerance to input jitter 
  1666. and its associated jitter tolerance template is illustrated in 
  1667. Figure\ 1.
  1668. .PP
  1669. \fINote\fR \ \(em\ In CCITT terminology, the jitter tolerance template
  1670. represents the \*Qlower limit of maximum tolerable input jitter\*U.
  1671. .RT
  1672. .sp 1P
  1673. .LP
  1674. 4.1
  1675.     \fIActual tolerance\fR 
  1676. .sp 9p
  1677. .RT
  1678. .PP
  1679. The sinusoidal jitter amplitudes that an equipment actually
  1680. tolerates at a given frequency are defined as all amplitudes up to, but not
  1681. including, that which causes the designated degradation of error
  1682. performance.
  1683. .PP
  1684. The designated degradation of error performance may be expressed in
  1685. terms of either bit error ratio (BER) penalty or onset of errors criteria. 
  1686. The existence of two criteria arises because the input jitter tolerance 
  1687. of an 
  1688. individual digital equipment is primarily determined by the following two
  1689. factors:
  1690. .RT
  1691. .LP
  1692.     \(em
  1693.     The ability of the input clock recovery circuit to accurately
  1694. recover clock from a jittered data signal, possibly in the
  1695. presence of other degradations (pulse distortion, cross\(hytalk,
  1696. noise, etc.).
  1697. .LP
  1698.     \(em
  1699.     The ability of other components to accommodate dynamically
  1700. varying input data rates (e.g., pulse justification capacity and
  1701. synchronizer or desynchronizer buffer size in an asynchronous
  1702. digital multiplex).
  1703. .PP
  1704. The BER penalty criterion allows environment independent
  1705. determination of the decision circuit alignment jitter allocation, which is
  1706. critical for evaluating the first factor. A detailed discussion of the BER
  1707. penalty criterion may be found in References\ [6],\ [7]. The onset of errors
  1708. criterion is recommended for evaluating the second factor.
  1709. .sp 1P
  1710. .LP
  1711. 4.1.1
  1712.     \fIBit error ratio penalty technique\fR 
  1713. .sp 9p
  1714. .RT
  1715. .PP
  1716. The bit error ratio (BER) penalty criterion for jitter tolerance
  1717. measurements is defined as the amplitude of jitter, at a given jitter
  1718. frequency, that duplicates the BER degradation caused by a specified signal 
  1719. to noise ratio (SNR) reduction. 
  1720. .PP
  1721. This technique is separated into two parts. Part one determines two
  1722. BER versus SNR reference points for the equipment under test. With zero 
  1723. jitter applied, noise is added to the signal, or the signal is attenuated, 
  1724. until a 
  1725. convenient initial BER is obtained. Then the noise, or signal attenuation, 
  1726. is decreased until the SNR at the decision circuit is increased the specified 
  1727. amount of dB (and consequently, the decision circuit is performing with an
  1728. improved BER). Part two uses the BER versus SNR reference points; at a given
  1729. frequency, jitter is added to the test signal until the BER returns to its
  1730. initially selected value. Since a known decision circuit eye width margin 
  1731. was established by the two BER versus SNR points, the added equivalent 
  1732. jitter is a true and repeatable measure of the decision circuit jitter 
  1733. tolerance 
  1734. performance. Part two of the technique is repeated for a sufficient number 
  1735. of frequencies such that the measurement accurately represents the continuous 
  1736. sinusoidal input jitter tolerance of the EUT over the applicable frequency
  1737. range. The test equipment must be able to produce a controlled jittered 
  1738. signal, a controlled SNR on the data stream, and measure the resulting 
  1739. BER from 
  1740. the\ EUT.
  1741. .PP
  1742. Figure\ 2 illustrates the test configuration for the BER penalty
  1743. technique. The equipment outlined in dashed lines is optional. The optional
  1744. frequency synthesizer is used to provide a more accurate determination of
  1745. frequencies utilized in the measurement procedure. This may be particularly
  1746. important for repeatability of measurements for some types of equipment; 
  1747. i.e., asynchronous digital multiplexes. The optional jitter receiver is 
  1748. used to 
  1749. verify the amplitude of generated jitter.
  1750. .bp
  1751. .RT
  1752. .LP
  1753. .rs
  1754. .sp 26P
  1755. .ad r
  1756. \fBFigure 2, (N), p.\fR 
  1757. .sp 1P
  1758. .RT
  1759. .ad b
  1760. .RT
  1761. .sp 1P
  1762. .LP
  1763.     \fIProcedure\fR 
  1764. .sp 9p
  1765. .RT
  1766. .LP
  1767.     i)
  1768.     Connect the equipment as shown in Figure\ 2. Verify proper
  1769. continuity and error\(hyfree operation.
  1770. .LP
  1771.     ii) 
  1772.     With no applied jitter, increase the noise (or attenuate
  1773. the signal) until at least 100 bit errors per second are
  1774. observed.
  1775. .LP
  1776.     iii)
  1777.     Record the corresponding BER and its associated SNR.
  1778. .LP
  1779.     iv) 
  1780.     Increase the SNR by the specified amount.
  1781. .LP
  1782.     v)
  1783.     Set the input jitter frequency as desired.
  1784. .LP
  1785.     vi) 
  1786.     Adjust the jitter amplitude until the BER returns to the
  1787. value recorded in step (iii).
  1788. .LP
  1789.     vii)
  1790.     Record the amplitude and frequency of the applied input
  1791. jitter, and repeat steps v)\ to\ vii) for a sufficient number of
  1792. frequencies to characterize the jitter tolerance
  1793. curve.
  1794. .sp 1P
  1795. .LP
  1796. 4.1.2
  1797.     \fIOnset of errors technique\fR 
  1798. .sp 9p
  1799. .RT
  1800. .PP
  1801. The onset of errors criterion for jitter tolerance measurements is defined 
  1802. as the largest amplitude of jitter at a specified frequency that causes 
  1803. a cumulative total of more than\ 2 errored seconds, where these errored 
  1804. seconds have been summed over successive 30 seconds measurement intervals 
  1805. of increasing jitter amplitude. 
  1806. .PP
  1807. This technique involves setting a jitter frequency and determining the 
  1808. jitter amplitude of the test signal which causes the onset of errors criterion 
  1809. to be satisfied. Specifically, this technique requires: 
  1810. .RT
  1811. .LP
  1812.     1)
  1813.     isolation of the jitter amplitude \*Qtransition region\*U (in
  1814. which error\(hyfree operation ceases),
  1815. .LP
  1816.     2)
  1817.      one errored second measurement, 30 seconds in duration, for each incrementally 
  1818. increased jitter amplitude from the beginning of this 
  1819. region, and
  1820. .LP
  1821.     3)
  1822.      determination of the largest jitter amplitude for which the cumulative 
  1823. errored second count is no more than\ 2 errored seconds. 
  1824. .bp
  1825. .PP
  1826. The process is repeated for a sufficient number of frequencies
  1827. such that the measurement accurately represents the continuous sinusoidal 
  1828. input jitter tolerance of the EUT over the applicable jitter frequency 
  1829. range. The 
  1830. test equipment must be able to produce a controlled jittered signal and 
  1831. measure the resulting errored seconds caused by the jitter on the incoming 
  1832. signal. 
  1833. .PP
  1834. Figure\ 3 illustrates the test configuration for the onset of errors
  1835. technique. The optional frequency synthesizer is used to provide a more
  1836. accurate determination of frequencies utilized in the measurement procedure.
  1837. The optional jitter receiver is used to verify the amplitude of generated
  1838. jitter.
  1839. .RT
  1840. .LP
  1841. .rs
  1842. .sp 21P
  1843. .ad r
  1844. \fBFigure 3, (N), p.\fR 
  1845. .sp 1P
  1846. .RT
  1847. .ad b
  1848. .RT
  1849. .sp 1P
  1850. .LP
  1851.     \fIProcedure\fR 
  1852. .sp 9p
  1853. .RT
  1854. .LP
  1855.     i)
  1856.     Connect the equipment as shown in Figure\ 3. Verify proper
  1857. continuity and error\(hyfree operation.
  1858. .LP
  1859.     ii)
  1860.      Set the input jitter frequency as desired, and initialize the jitter 
  1861. amplitude to 0\ UI peak\(hypeak. 
  1862. .LP
  1863.     iii)
  1864.     Increase the jitter amplitude in gross increments to
  1865. determine the amplitude region where error\(hyfree operation ceases. Reduce the
  1866. jitter amplitude to its level at the beginning of this region.
  1867. .LP
  1868.     iv)
  1869.      Record the number of errored seconds that occur over a 30 second measurement 
  1870. interval. Note that the initial measurement must be\ 0 
  1871. errored seconds.
  1872. .LP
  1873.     v)
  1874.      Increase the jitter amplitude in fine increments, repeating step\ iv) 
  1875. for each increment, until the onset of errors criterion is satisfied. 
  1876. .LP
  1877.     vi)
  1878.      Record the indicated amplitude and frequency of the applied input jitter, 
  1879. and repeat steps\ ii) to\ iv) for a sufficient number of 
  1880. frequencies to characterize the jitter tolerance curve.
  1881. .sp 1P
  1882. .LP
  1883. 4.2
  1884.     \fIJitter tolerance template compliance\fR 
  1885. .sp 9p
  1886. .RT
  1887. .PP
  1888. Equipment jitter tolerance is specified with jitter tolerance
  1889. templates. Each template defines the region over which the equipment must
  1890. operate without suffering the designated degradation of error performance. 
  1891. The difference between the template and actual equipment tolerance curve 
  1892. represents the operating jitter margin, illustrated in Figure\ 1. 
  1893. .bp
  1894. .PP
  1895. The template compliance measurement is performed by setting the jitter 
  1896. frequency and amplitude to the template value, and observing that the 
  1897. designated degradation of error performance does not occur.
  1898. .PP
  1899. A sufficient number of template points are measured to assure
  1900. compliance over the entire frequency range of the template.
  1901. .PP
  1902. Figure 2 or 3, as applicable, illustrates the test configuration for the 
  1903. jitter tolerance template compliance technique. 
  1904. .RT
  1905. .sp 1P
  1906. .LP
  1907.     \fIProcedure\fR 
  1908. .sp 9p
  1909. .RT
  1910. .LP
  1911.     i)
  1912.      Connect the equipment as described in \(sc\ 4.1.1 or 4.1.2, as applicable. 
  1913. Verify proper continuity and error\(hyfree operation. 
  1914. .LP
  1915.     ii)
  1916.     Set the jitter amplitude and frequency to a template
  1917. point.
  1918. .LP
  1919.     iii)
  1920.     When the onset of errors technique is used, confirm
  1921. that\ 0 errored seconds occur. When the BER penalty technique is used, 
  1922. confirm that the designated degradation of error performance is not reached. 
  1923. .LP
  1924.     iv)
  1925.     Repeat steps ii) and iii) for a sufficient number of
  1926. template points to verify jitter tolerance template compliance.
  1927. .sp 2P
  1928. .LP
  1929. \fB5\fR     \fBJitter transfer characteristic measurement\fR 
  1930. .sp 1P
  1931. .RT
  1932. .PP
  1933. The jitter transfer characteristic of an individual digital
  1934. equipment is defined as the ratio of the output jitter to the applied input
  1935. jitter as a function of frequency.
  1936. .PP
  1937. If the relationship between the jitter appearing at the input and
  1938. output ports of a digital equipment can be described in terms of a linear
  1939. process (a process which is both additive and homogeneous), the term \*Qjitter
  1940. transfer function\*U is used. The relationship between jitter appearing at the
  1941. input and output ports of some types of digital equipment cannot be described 
  1942. in terms of a jitter transfer function. In such cases, different measurement 
  1943. techniques may be necessary to obtain meaningful results.
  1944. .RT
  1945. .sp 1P
  1946. .LP
  1947. 5.1
  1948.     \fILinear processes\fR 
  1949. .sp 9p
  1950. .RT
  1951. .PP
  1952. Jitter transfer measurements are commonly required for clock
  1953. recovery circuits and desynchronizer phase smoothing circuits. Measurement 
  1954. of the jitter transfer function of a linear clock recovery circuit is generally 
  1955. straightforward. However, measurement of the jitter transfer function of a
  1956. linear desynchronizer phase smoothing circuit requires specialized techniques 
  1957. because it is embedded in a non\(hylinear asynchronous digital multiplex. 
  1958. .RT
  1959. .sp 1P
  1960. .LP
  1961. 5.1.1
  1962.     \fIClock recovery circuit\fR 
  1963. .sp 9p
  1964. .RT
  1965. .PP
  1966. Clock recovery circuits are an essential component of individual
  1967. digital equipment input ports. Of particular interest is the jitter transfer
  1968. function of clock recovery circuits which dominate the transfer of jitter 
  1969. from the input to output ports. Characterization of linear clock recovery 
  1970. circuits embedded in non\(hylinear equipment (i.e., asynchronous digital 
  1971. multiplexes) are not addressed because they typically do not dominate the 
  1972. overall equipment 
  1973. jitter transfer characteristic.
  1974. .RT
  1975. .sp 1P
  1976. .LP
  1977. 5.1.1.1
  1978.     \fIBasic technique\fR 
  1979. .sp 9p
  1980. .RT
  1981. .PP
  1982. This technique involves applying swept sinusoidal jitter at a
  1983. fixed tolerable amplitude over a selected frequency range to the EUT, and
  1984. observing the output jitter amplitude over the applied frequency range. The
  1985. process is repeated for a sufficient number of frequency ranges to characterize 
  1986. the jitter transfer function of the EUT. 
  1987. .PP
  1988. Specifically, this technique utilizes a spectrum analyzer to set a
  1989. jitter frequency range and corresponding tolerable jitter amplitude. Initially, 
  1990. the EUT is bypassed to establish a\ 0\ dB amplitude reference trace for 
  1991. the test equipment. The EUT is then re\(hyconnected, and the\ 0\ dB amplitude 
  1992. reference trace subtracted from the overall jitter transfer measurement 
  1993. to obtain the EUT 
  1994. jitter transfer function. Use of a spectrum analyzer with a tracking oscillator 
  1995. output is required to determine the input jitter frequency and amplitude 
  1996. while making a narrow\(hyband measurement of the output jitter. To achieve 
  1997. a high degree of accuracy, the spectrum analyzer bandwidth must be sufficiently 
  1998. narrow to 
  1999. obtain the desired amplitude resolution and dynamic range in each frequency
  2000. band measured. For example, to verify less than 0.1\ dB peaking, and a 
  2001. 20\ dB per decade roll\(hyoff from 350\ Hz to 20\ kHz, a spectrum analyzer 
  2002. with 0.1\ dB 
  2003. resolution, 3\ Hz bandwidth, and 40\ dB dynamic range may be required.
  2004. .bp
  2005. .PP
  2006. Figure\ 4 illustrates the test configuration for the jitter transfer
  2007. function measurement. The optional frequency synthesizer may be used to 
  2008. provide a more accurate determination of frequencies utilized in the measurement 
  2009. procedure.
  2010. .RT
  2011. .LP
  2012. .rs
  2013. .sp 21P
  2014. .ad r
  2015. \fBFigure 4, (N), p.\fR 
  2016. .sp 1P
  2017. .RT
  2018. .ad b
  2019. .RT
  2020. .sp 1P
  2021. .LP
  2022.     \fIProcedure\fR 
  2023. .sp 9p
  2024. .RT
  2025. .LP
  2026.     i)
  2027.      Perform a jitter tolerance measurement of the EUT over the desired frequency 
  2028. range, as described in\ \(sc\ 4. 
  2029. .LP
  2030.     ii)
  2031.      Connect the equipment as shown in Figure\ 4, bypassing the EUT. Verify 
  2032. proper continuity, linearity, and error\(hyfree operation. 
  2033. .LP
  2034.     iii)
  2035.     Set the frequency range on the spectrum analyzer as
  2036. desired. Adjust the tracking oscillator output level on the spectrum analyzer 
  2037. to produce a tolerable jitter amplitude over the selected frequency range, 
  2038. which is large enough to ensure adequate measurement accuracy, yet sufficiently 
  2039. small to preserve linear operation. 
  2040. .LP
  2041.     iv)
  2042.     Setting the spectrum analyzer bandwidth as narrow as
  2043. feasible, sweep the desired frequency range, and record the 0\ dB amplitude
  2044. reference trace of the test equipment. (Setting a narrow spectrum analyzer
  2045. bandwidth may allow a reduction in applied jitter amplitude with no loss in
  2046. measurement accuracy.)
  2047. .LP
  2048.     v)
  2049.     Reconnect the EUT as shown in Figure\ 4. Verify proper
  2050. continuity, linearity, and error\(hyfree operation.
  2051. .LP
  2052.     vi)
  2053.      Use the spectrum analyzer to sweep the selected frequency range and record 
  2054. the magnitude of the overall (test equipment and EUT) jitter transfer function. 
  2055. .LP
  2056.     vii)
  2057.      To obtain the EUT jitter transfer function, substract the 0\ dB amplitude 
  2058. reference trace from the overall jitter transfer function 
  2059. recorded in step\ vi).
  2060. .LP
  2061.     viii)
  2062.     Repeat steps\ i) to\ vii) for a sufficient number of
  2063. frequency ranges to characterize the overall frequency range of
  2064. interest.
  2065. .bp
  2066. .sp 1P
  2067. .LP
  2068. 5.1.2
  2069.     \fIDesynchronizer phase smoothing circuit\fR 
  2070. .sp 9p
  2071. .RT
  2072. .PP
  2073. In general, a non\(hylinear process characterizes the relationship
  2074. between the jitter appearing at the input and output ports of an asynchronous 
  2075. digital multiplex. However, most phase smoothing circuits are intended 
  2076. to 
  2077. operate linearly, and therefore may have a transfer function associated with
  2078. them. Two techniques have been developed which enable the determination 
  2079. of the jitter transfer function for a linear desynchronizer phase\(hy 
  2080. smoothing
  2081. circuit
  2082. using standard multiplex interfaces. The first technique utilizes interfaces 
  2083. at the multiplexer low\(hyspeed input and the demultiplexer low\(hyspeed 
  2084. output. The 
  2085. second technique utilizes the interfaces at the demultiplexer high\(hyspeed 
  2086. input and low\(hyspeed output. The second technique utilizes the interfaces 
  2087. at the 
  2088. demultiplexer high\(hyspeed input and low\(hyspeed output.
  2089. .RT
  2090. .sp 1P
  2091. .LP
  2092. 5.1.2.1
  2093.     \fIMultiplex technique\fR 
  2094. .sp 9p
  2095. .RT
  2096. .PP
  2097. This technique attempts to \*Qlinearize\*U the multiplexing process by 
  2098. applying appropriate constraints to the applied input jitter amplitude 
  2099. and 
  2100. frequency. Sinusoidal jitter of a selected amplitude and frequency is applied 
  2101. to the multiplexer low\(hyspeed output is observed at the applied frequency. 
  2102. The process is repeated for a sufficient number of frequencies to characterize 
  2103. the desynchronizer jitter transfer function. Specifically, when sinusoidal 
  2104. jitter modulates the phase of the input signal to one of the multiplexer 
  2105. low\(hyspeed 
  2106. inputs, the jitter spectrum appearing at the corresponding tributary outputs, 
  2107. in addition to containing other waiting time jitter components at discrete 
  2108. locations throughout the spectrum, contains a discrete component at the
  2109. frequency of the input jitter. This technique involves making the amplitude 
  2110. of the input jitter sufficiently large to ensure that this discrete component 
  2111. in the output jitter spectrum at the applied frequency dominates the other 
  2112. .PP
  2113. waiting time jitter components in the measurement bandwidth. However, it 
  2114. should not be so large as to saturate the multiplexer stuffing mechanism 
  2115. (onset of 
  2116. saturation). The smallest magnitude of frequency deviation,
  2117. \fIf\fR (\fIt\fR ), which causes
  2118. onset of saturation is determined from the smaller magnitude of:
  2119. \v'6p'
  2120. .RT
  2121. .sp 1P
  2122. .ce 1000
  2123. \fIf\fR (\fIt\fR ) = \fIf\fR \fI\fI\d\fIs\fR\\d\fIc\fR\u\(em \fIf\fR \fI\fI\d\fIn\fR\\d\fIo\fR\\d\fIm\fR\u 
  2124. .ce 0
  2125. .sp 1P
  2126. .ce 1000
  2127. \fIf\fR (\fIt\fR ) = \(em\fIf\fR \fI\fI\d\fIm\fR\u+ \fIf\fR \fI\fI\d\fIs\fR\\d\fIc\fR\u\(em 
  2128. \fIf\fR \fI\fI\d\fIn\fR\\d\fIo\fR\\d\fIm\fR\u
  2129. .ce 0
  2130. .sp 1P
  2131. .LP
  2132. .sp 1
  2133. .LP
  2134. where
  2135. .LP
  2136.      \fIf\fR \fI\fI\d\fIs\fR\\d\fIc\fR\u represents the multiplexer average 
  2137. synchronous data 
  2138. bit read clock rate,
  2139. .LP
  2140.     \fIf\fR \fI\fI\d\fIm\fR\u    represents the maximum rate at which pulses can be
  2141. stuffed into an incoming pulse stream, and
  2142. .LP
  2143.      \fIf\fR \fI\fI\d\fIn\fR\\d\fIo\fR\\d\fIm\fR\u refers to the nominal incoming 
  2144. line rate. 
  2145. .PP
  2146. To achieve a high degree of accuracy, the spectrum analyzer
  2147. bandwidth must be sufficiently narrow to obtain the desired amplitude
  2148. resolution and dynamic range in each frequency band measured (see \(sc\ 
  2149. 5.1.1.1). It is also assumed that the transfer function of the multiplexer 
  2150. low\(hyspeed 
  2151. input clock recovery circuit does not alter the applied jitter in the frequency 
  2152. range of interest. 
  2153. .PP
  2154. Figure 4 illustrates the test configuration for the jitter transfer
  2155. function measurement. The optional frequency synthesizer may be used to 
  2156. provide a more accurate determination of frequencies utilized in the measurement 
  2157. procedure.
  2158. .RT
  2159. .sp 1P
  2160. .LP
  2161.     \fIProcedure\fR 
  2162. .sp 9p
  2163. .RT
  2164. .LP
  2165.     i)
  2166.     Perform a jitter tolerance measurement over the desired
  2167. frequency range.
  2168. .LP
  2169.     ii)
  2170.      Connect the equipment as shown in Figure\ 4, bypassing the EUT. Verify 
  2171. proper continuity, linearity, and error\(hyfree operation. 
  2172. .LP
  2173.     iii)
  2174.     Manually set the test frequency on the spectrum analyzer.
  2175. .LP
  2176.     iv)
  2177.      Adjust the tracking oscillator output level on the spectrum analyzer 
  2178. to produce the largest tolerable jitter amplitude which will not cause 
  2179. onset of saturation (as defined in this paragraph) at the selected 
  2180. frequency.
  2181. .LP
  2182.     v)
  2183.      Set the spectrum analyzer bandwidth as narrow as feasible, and record 
  2184. the 0\ dB amplitude transfer reference level of the test 
  2185. equipment.
  2186. .LP
  2187.     vi)
  2188.     Reconnect the EUT as shown in Figure\ 4. Verify proper
  2189. continuity and error\(hyfree operation.
  2190. .bp
  2191. .LP
  2192.     vii) 
  2193.      Record the magnitude of the overall (test equipment and EUT) jitter transfer 
  2194. function. Averaging is generally required to remove the 
  2195. effects of waiting time jitter on the measurement.
  2196. .LP
  2197.     viii)
  2198.     To obtain the magnitude of the EUT jitter transfer
  2199. function, substract the 0\ dB amplitude transfer reference level from the
  2200. overall magnitude obtained in step\ vii).
  2201. .LP
  2202.     ix)
  2203.     Repeat steps iii) \(em viii) for a sufficient number of
  2204. frequencies to characterize the jitter transfer function of
  2205. the EUT.
  2206. .sp 1P
  2207. .LP
  2208. 5.1.2.2
  2209.     \fIDemultiplexer technique\fR 
  2210. .sp 9p
  2211. .RT
  2212. .PP
  2213. This technique involves applying sinusoidal jitter of a selected
  2214. amplitude and frequency to the demultiplexer high\(hyspeed input, and observing
  2215. the jitter amplitude at the demultiplexer low\(hyspeed output at the applied
  2216. frequency. The process is repeated for a sufficient number of frequencies to
  2217. characterize the desynchronizer jitter transfer function. Specifically, when
  2218. sinusoidal jitter modulates the phase of the input signal to the demultiplexer, 
  2219. the output jitter spectrum contains a discrete component at the frequency 
  2220. of 
  2221. the input jitter, in addition to the intrinsic waiting time jitter components 
  2222. already present. This technique involves making the amplitude of the applied 
  2223. input jitter sufficiently large to ensure that its contribution to the 
  2224. output jitter spectrum at the applied frequency dominates that of the waiting 
  2225. time 
  2226. jitter, but does not exceed the demultiplexer input jitter tolerance. It is
  2227. also assumed that the transfer function of the demultiplexer high\(hyspeed 
  2228. input clock recovery circuit does not alter the applied jitter in the frequency 
  2229. range of interest. 
  2230. .PP
  2231. Figure 4 illustrates the test configuration for the jitter transfer
  2232. function measurement. It should be emphasized that the following procedure
  2233. \fIcannot calibrate out the effects of the low\(hyspeed receive circuitry 
  2234. contained\fR \fIin the jitter receiver functional block component\fR , 
  2235. and therefore requires 
  2236. that this circuitry has flat response.
  2237. .PP
  2238. It should be noted that the digital signal applied to the high\(hyspeed 
  2239. input of the demultiplexer must contain framing information to allow proper 
  2240. operation of the equipment under test. \*QFramed\*U signals can either be taken
  2241. from an appropriate digital signal generator or may come from the corresponding 
  2242. digital multiplexer. In the latter case, a transparent jitter modulator 
  2243. has to be inserted between the high\(hyspeed multiplexer output and the 
  2244. demultiplexer 
  2245. input. The jitter modulator superimposes jitter on the jitter\(hyfree signal
  2246. coming from the multiplexer.
  2247. .RT
  2248. .sp 1P
  2249. .LP
  2250.     \fIProcedure\fR 
  2251. .sp 9p
  2252. .RT
  2253. .LP
  2254.     i)
  2255.      Follow the procedure provided in \(sc\ 5.1.1.1 using Figure\ 4, scaling 
  2256. the applied jitter in unit intervals (UI) by the ratio of the 
  2257. demultiplexer high\(hyspeed input to low\(hyspeed output data rates.
  2258. .sp 1P
  2259. .LP
  2260. 5.2
  2261.     \fINon\(hylinear process\fR 
  2262. .sp 9p
  2263. .RT
  2264. .PP
  2265. This area requires further study.
  2266. .RT
  2267. .sp 2P
  2268. .LP
  2269. \fB6\fR     \fBOuput jitter measurement\fR 
  2270. .sp 1P
  2271. .RT
  2272. .PP
  2273. Output jitter measurements fall within two categories:
  2274. .RT
  2275. .LP
  2276.     1)
  2277.     network output jitter at hierarchical interfaces, and
  2278. .LP
  2279.     2)
  2280.     intrinsic jitter generated by individual digital
  2281. equipment.
  2282. .PP
  2283. Measurements of output jitter may be in terms of rms and
  2284. peak\(hyto\(hypeak amplitudes over designated frequency ranges, and may require
  2285. statistical characterization.
  2286. .PP
  2287. Output jitter measurements utilize either live traffic or controlled data 
  2288. patterns. 
  2289. .RT
  2290. .sp 1P
  2291. .LP
  2292. 6.1
  2293.     \fILive traffic\fR 
  2294. .sp 9p
  2295. .RT
  2296. .PP
  2297. Output jitter measurements at network hierarchical interfaces
  2298. typically use a live traffic signal. For pre\(hyservice testing, in which
  2299. controlled data patterns are used, see \(sc\ 6.2. This technique involves
  2300. demodulating the jitter from the live traffic at the output of a network
  2301. interface, selectively filtering the jitter, and measuring the true rms 
  2302. or true peak\(hyto\(hypeak amplitude of the jitter over the specified measurement 
  2303. time 
  2304. interval.
  2305. .bp
  2306. .PP
  2307. Figure\ 5 illustrates the test configuration for the live traffic
  2308. technique. The optional spectrum analyzer allows observation of the output
  2309. jitter frequency spectrum.
  2310. .RT
  2311. .LP
  2312. .rs
  2313. .sp 24P
  2314. .ad r
  2315. \fBFigure 5, (N), p.\fR 
  2316. .sp 1P
  2317. .RT
  2318. .ad b
  2319. .RT
  2320. .sp 1P
  2321. .LP
  2322.     \fIProcedure\fR 
  2323. .sp 9p
  2324. .RT
  2325. .LP
  2326.     i)
  2327.     Connect the equipment as shown in Figure\ 5. Verify proper
  2328. continuity and error\(hyfree operation.
  2329. .LP
  2330.     ii) 
  2331.     Select the desired jitter measurement filter and measure
  2332. the filtered output jitter, recording the true peak\(hyto\(hypeak
  2333. jitter amplitude that occurs during the specified measurement
  2334. time interval.
  2335. .LP
  2336.     iii)
  2337.     Repeat step ii) for all desired jitter measurement
  2338. filters.
  2339. .sp 1P
  2340. .LP
  2341. 6.2
  2342.     \fIControlled data patterns\fR 
  2343. .sp 9p
  2344. .RT
  2345. .PP
  2346. Measurement of intrinsic jitter in individual digital equipment
  2347. requires the application of controlled data patterns. Controlled data patterns 
  2348. are generally applicable in laboratory, factory, and out\(hyof\(hyservice 
  2349. situations. The \*Qbasic technique\*U, described below, details how such 
  2350. measurements may be 
  2351. performed.
  2352. .PP
  2353. Where it is desirable to obtain more detailed information regarding
  2354. output jitter power (specifically, jitter generated in digital regenerators), 
  2355. jitter may be further categorized in terms of random and systematic components. 
  2356. The primary reasons for distinguishing between random and systematic jitter 
  2357. are to enable the comparison of measurement results with theoretical computations, 
  2358. and to refine regenerator design. The \*Qenhanced technique\*U [6] describes 
  2359. how 
  2360. random and systematic jitter may be measured.
  2361. .RT
  2362. .sp 1P
  2363. .LP
  2364. 6.2.1
  2365.     \fIBasic technique\fR 
  2366. .sp 9p
  2367. .RT
  2368. .PP
  2369. This technique is indentical to that described in\ \(sc\ 6.1, except for 
  2370. the application of an unjittered controlled data pattern to the EUT. In 
  2371. Figure\ 5, the optional frequency synthesizer may be used to provide a more
  2372. accurate determination of frequencies utilized in the measurement
  2373. procedure.
  2374. .bp
  2375. .RT
  2376. .sp 1P
  2377. .LP
  2378.     \fIProcedure\fR 
  2379. .sp 9p
  2380. .RT
  2381. .LP
  2382.     i)
  2383.     Connect the equipment as shown in Figure\ 5, using the
  2384. digital signal generator to provide an unjittered controlled data pattern 
  2385. to the EUT. Verify proper continuity and error\(hyfree operation. 
  2386. .LP
  2387.     ii)
  2388.     Select the desired jitter measurement filter and measure
  2389. the filtered output jitter, recording the true peak\(hyto\(hypeak jitter 
  2390. amplitude 
  2391. that occurs during the specified measurement time interval.
  2392. .LP
  2393.     iii)
  2394.     Repeat step ii) for all desired jitter measurement
  2395. filters.
  2396. .sp 2P
  2397. .LP
  2398.     \fBReferences\fR 
  2399. .sp 1P
  2400. .RT
  2401. .LP
  2402. [1]
  2403.     CCITT Recommendation \fIVocabulary of digital transmission and\fR 
  2404. \fImultiplexing, and pulse code modulation (PCM) terms\fR , Volume\ III,
  2405. Rec.\ G.701.
  2406. .LP
  2407. [2]
  2408.     CCITT Recommendation \fIDigital line sections at 1544 kbit/s\fR ,
  2409. \fITest sequencies for jitter measurements on digital line sections\fR ,
  2410. Red\ Book, Volume\ III, Rec.\ G.911, Annex\ A. ITU, Geneva, 1984.
  2411. .LP
  2412. [3]
  2413.     Hucket (P.): Performance evalution in an ISDN \(em Digital transmission
  2414. impairments, \fIRadio and Electronic Engineer\fR , Volume\ 54, No.\ 2, 
  2415. pp.\ 97\(hy106, 
  2416. February\ 1984.
  2417. .LP
  2418. [4]
  2419.     CCITT Recommendation \fIPhysical/electrical characteristics of\fR 
  2420. \fIhierarchical digital interfaces\fR , Volume\ III, Rec.\ G.703.
  2421. .LP
  2422. [5]
  2423.     T1X1.4/85\(hy031 \fIProposed draft American national standard for DS1,\fR 
  2424. \fIDS1C and DS3 levels of the digital hierarchy\fR .
  2425. .LP
  2426. [6]
  2427.     Trischitta (P.R.): Jitter accumulation in fiber optic systems,
  2428. \fIRutgers\fR , The State University of New Jersey, May,\ 1986.
  2429. .LP
  2430. [7]
  2431.     Trischitta (P.R.), Sannuti (P.): The jitter tolerance of fiber optic
  2432. regenerators, \fIIEEE Transactions on Communications\fR , Vol.\ 35, No.\ 
  2433. 12, pp. 
  2434. 1303\(hy1308, December,\ 1987.
  2435. .LP
  2436. .rs
  2437. .sp 28P
  2438. .ad r
  2439. BLANC
  2440. .ad b
  2441. .RT
  2442. .LP
  2443. .bp
  2444. .LP
  2445. MONTAGE: PAGE 232 = BLANCHE
  2446. .sp 1P
  2447. .RT
  2448. .LP
  2449. .bp
  2450.